Cómo elegir un filtro antialiasing: método en seis pasos

“¿Qué frecuencia de corte le pongo a mi filtro antialiasing?” es la pregunta, y “depende” es la respuesta honesta; por eso la pregunta regresa una y otra vez en los foros de ingeniería. El filtro antialiasing es el pasabajas analógico antes del ADC que atenúa todo lo que se plegaría dentro de tu banda después de muestrear. Elegirlo no es una decisión, son seis: cuánta atenuación necesitas y dónde, qué forma de respuesta, qué orden, qué circuito, qué va justo en el pin del ADC y cuánto mueven el resultado las tolerancias de los componentes. Aquí te explico cada una, en ese orden y con los números que la deciden.

Puntos clave

• Empieza por la atenuación que necesitas en fs − fa, la primera frecuencia que se pliega en una banda de ancho fa. La frecuencia de corte sale de ahí, no al revés.
• Butterworth es la opción por defecto: la banda de paso más plana. Elige Bessel cuando importa la forma de pulsos y escalones, y Chebyshev o elíptico solo si la banda de transición es angosta y aceptas rizo.
• Los circuitos de realimentación múltiple (MFB) son menos sensibles a las tolerancias que los Sallen-Key; el Sallen-Key de ganancia unitaria es más sencillo y su ganancia es exacta por naturaleza.
• Un ADC SAR necesita un RC pequeño justo en su entrada, con un capacitor de al menos unas 20 veces la capacitancia de muestreo, para absorber el golpe de carga de cada conversión.
• Simula el filtro con tolerancias reales. Una frecuencia de corte que se mueve 10% en producción puede comerse el margen que diseñaste.

La pregunta del foro y por qué “fs/2” es la respuesta equivocada

La respuesta más común a “¿qué corte uso?” es “la mitad de la frecuencia de muestreo”. Suena lógica, porque esa es la frecuencia de Nyquist. Está mal por dos razones. Un filtro con el corte en fs/2 atenúa apenas 3 dB en fs/2, así que todo lo que está justo arriba se pliega casi intacto. Y la frecuencia que importa ni siquiera es fs/2: es fs − fa, la más baja que cae dentro de tu banda de interés cuando se pliega.

La segunda respuesta común, “pon un elíptico de octavo orden”, se pasa del otro lado. Puede cumplir la atenuación, pero agrega rizo en la banda de paso, oscilaciones y sensibilidad a componentes que una medición de vibración o de audio quizá no tolere.

El método de abajo evita ambos extremos. Convierte la pregunta en números que puedes comprobar: atenuación requerida en una frecuencia específica, error aceptable en la banda de paso y distorsión aceptable en el tiempo.

Paso 1: Define la atenuación en la frecuencia correcta

Anota tu banda de interés (de DC a fa), tu frecuencia de muestreo fs y la señal o interferencia más fuerte que esperas en fs − fa y arriba. El tutorial MT-002 de Analog Devices (Kester, 2008) plantea el filtro justo así: corte en fa, banda de rechazo a partir de fs − fa. La atenuación que necesitas ahí es la diferencia entre el nivel de esa interferencia y el alias más grande que aceptas, normalmente tu piso de ruido o medio LSB.

Ejemplo resuelto (ilustrativo): un ADC de 12 bits en un rango de 3.3 V tiene 1 LSB ≈ 0.81 mV. Si un tono de interferencia de 100 mV puede quedar en fs − fa y el alias debe quedarse abajo de medio LSB (≈ 0.40 mV), necesitas 20·log₁₀(100 / 0.40) ≈ 48 dB en esa frecuencia.

Error común: fijar la meta con una senoidal a escala completa cuando la energía real fuera de banda es mucho menor, o al revés. Mide o estima la interferencia real.

Paso 2: Elige la forma de respuesta según tu señal

El reporte de aplicación de Texas Instruments Active Low-Pass Filter Design (Karki, SLOA049D, rev. 2023) compara las tres respuestas comunes. Butterworth está optimizado para una banda de paso máximamente plana y, según TI, se puede considerar la mejor respuesta en general, con algo de sobretiro y oscilación ante escalones. Bessel da retardo de grupo constante y fase lineal, así que los pulsos conservan su forma sin sobretiro, a cambio de la caída más lenta. Chebyshev cae más rápido cerca del corte, pero permite rizo en la banda de paso y es el que más oscila.

La respuesta Bessel viene del artículo de W. E. Thomson de 1949 en Proceedings of the IEE sobre redes de retardo con característica de retardo máximamente plana; por eso también se le llama filtro Bessel–Thomson. Su objetivo es la fidelidad en el tiempo: todas las frecuencias de la banda de paso se retrasan lo mismo.

Elige según lo que lleva la señal. Amplitud en una banda de frecuencias (espectros de vibración, audio, medición de potencia): Butterworth. Forma en el tiempo (pulsos, flancos, respuestas al escalón, sincronía entre canales): Bessel. Banda de transición angosta donde un poco de rizo no importa: Chebyshev o elíptico.

Error común: elegir Chebyshev por su pendiente para una señal cuya respuesta al escalón alimenta un lazo de control o un detector de umbral. Las oscilaciones se convierten en eventos falsos.

Paso 3: Calcula el orden con la meta de atenuación

En un pasabajas Butterworth, la atenuación a la frecuencia f es 10·log₁₀(1 + (f/fc)²ⁿ) dB para n polos. MT-002 da la regla práctica detrás: unos 6 dB por octava por polo. Si el orden sale impráctico, no agregues polos primero: sube la frecuencia de muestreo, lo que aleja fs − fa del corte (en muestreo, aliasing y filtrado hay una tabla resuelta). Un Bessel necesita más polos que un Butterworth para la misma atenuación porque cae más despacio.

Siguiendo el ejemplo: banda de interés de 0 a 1 kHz, fc = 1 kHz, fs = 10 kS/s, así que fs − fa = 9 kHz, una relación de 9. Un Butterworth de 2 polos da 10·log₁₀(1 + 9⁴) ≈ 38 dB; uno de 3 polos, 10·log₁₀(1 + 9⁶) ≈ 57 dB. La meta de 48 dB pide tres polos.

Error común: olvidar que el filtro digital de un ADC delta-sigma cambia el requisito. Con su sobremuestreo, el filtro analógico solo necesita detener la energía cerca de la frecuencia del modulador, lo que normalmente se logra con un RC de primer o segundo orden.

Paso 4: Elige la topología del circuito

El SLOA049D de TI compara las dos topologías activas comunes. Sallen-Key es no inversora; con ganancia unitaria su exactitud de ganancia es buena por naturaleza y el diseño se simplifica, pero su rechazo en alta frecuencia lo limita el amplificador operacional. La de realimentación múltiple (MFB) es inversora, en general menos sensible a la variación de componentes y se comporta mejor en alta frecuencia. En las simulaciones de TI, ambas coinciden en baja frecuencia y la MFB queda adelante en las altas.

Un filtro de 3 polos se arma muchas veces con una etapa activa de 2 polos más un polo RC pasivo. Ese polo pasivo suele ser el RC a la entrada del ADC del paso 5, así que hace doble trabajo.

Error común: elegir el amplificador operacional solo por su precisión en DC. El amplificador del filtro necesita suficiente producto ganancia-ancho de banda para el Q del filtro y suficiente capacidad de salida para la entrada del ADC.

Paso 5: Diseña el RC a la entrada del ADC

Un ADC SAR muestrea conectando un capacitor interno a la entrada. Cada vez que lo hace jala un golpe de carga, y el driver tiene que recuperarse antes de que se tome la muestra. La hoja de datos del ADS7047 de Texas Instruments describe la solución estándar: un filtro RC pequeño entre el driver y la entrada del ADC. El capacitor funciona como depósito de carga que rellena rápido al capacitor de muestreo, y el RC además limita el ancho de banda del ruido del driver. La regla práctica de TI es un capacitor de filtro de al menos 20 veces la capacitancia de muestreo del ADC (para los 16 pF de ese dispositivo, más de 320 pF), de tipo C0G/NP0 por su estabilidad con el voltaje y la temperatura. La resistencia en serie aísla al amplificador de la carga capacitiva; valores más grandes mejoran la estabilidad pero aumentan la distorsión, así que TI recomienda verificar en SPICE más de 40° de margen de fase.

Error común: poner aquí un capacitor X7R de valor alto. Su capacitancia cambia con el voltaje y agrega distorsión justo a la señal que quieres medir con exactitud.

Paso 6: Revisa tolerancias y luego mide

Las tolerancias de los componentes mueven la frecuencia de corte. La nota de aplicación SBAA655A de Texas Instruments (Lee y Levin, 2024, rev. 2025) corrió una simulación Monte Carlo de 100 corridas sobre una red antialiasing de 3er orden: con capacitores de 1% y resistencias de 0.1%, la dispersión de la frecuencia de corte se redujo alrededor de tres veces. Haz lo mismo con tu diseño y confírmalo en el banco con un barrido senoidal en la banda y arriba de fs − fa.

Error común: verificar solo la banda de paso. Mide la atenuación en fs − fa, que es donde el filtro se gana su lugar.

Butterworth, Bessel o Chebyshev: tabla de decisión

La tabla resume el paso 2 con las características del SLOA049D de TI.

Si tu señal es…	Usa	Por qué	Evita	Porque
Un espectro: vibración, audio, calidad de energía	Butterworth	Amplitud más plana en la banda	Chebyshev	El rizo distorsiona la amplitud
Una forma en el tiempo: pulsos, escalones, flancos	Bessel	Retardo de grupo constante, sin sobretiro	Chebyshev, Butterworth de orden alto	Las oscilaciones parecen eventos
Varios canales con comparación de fase	Bessel o Butterworth idénticos	Retardo predecible y parejo	Mezclar tipos de filtro	Error de fase entre canales
Cerca de fs/2 y sin poder subir la frecuencia de muestreo	Chebyshev o elíptico	Transición más empinada	Bessel	Cae demasiado lento
Alimenta un ADC delta-sigma	RC de 1er o 2º orden	El filtro digital hace el resto	Filtro activo empinado	Agrega ruido y costo sin beneficio

Lee la columna de “Evita”: la mayoría de las malas elecciones de filtro vienen de optimizar la respuesta en frecuencia cuando la información de la señal está en el tiempo, o al revés.

Cómo ponerlo en práctica

Si tienes una hora

Anota fa, fs y la interferencia más fuerte en fs − fa o arriba. Calcula la atenuación que necesitas ahí y revisa si tu filtro actual la da, con la fórmula de Butterworth o tu herramienta de diseño de filtros.

Si tienes un sprint

Simula el filtro y el RC de entrada del ADC con tolerancias reales (un Monte Carlo de 100 corridas basta para ver la dispersión), arma el circuito y mide la atenuación en fs − fa y la respuesta al escalón. Anota la amplitud del generador, la frecuencia de muestreo y los valores de los componentes junto a los resultados.

Si quieres que dure toda la vida del producto

Guarda el requisito del filtro (atenuación en una frecuencia declarada, error máximo en la banda de paso, sobretiro máximo) en la especificación de diseño, no solo los valores del esquemático. Cuando alguien cambie la frecuencia de muestreo o sustituya componentes, el requisito le dice qué revisar.

La pregunta que debes hacerte: “¿Puedo decir en qué frecuencia importa más la atenuación de mi filtro y qué número tiene que alcanzar ahí?”

Preguntas frecuentes

¿Qué frecuencia de corte debe tener un filtro antialiasing?

Pon el corte un poco arriba de la frecuencia más alta que necesitas medir, para que el error de amplitud y fase en la banda sea aceptable. Luego revisa la atenuación en fs − fa, la primera frecuencia que se pliega en tu banda. Si no alcanza, sube la frecuencia de muestreo o el orden. Con el corte en fs/2 solo tienes 3 dB de atenuación ahí.

¿Butterworth o Bessel para el filtro antialiasing?

Butterworth cuando la información está en el espectro de amplitud (vibración, audio): tiene la banda de paso más plana. Bessel cuando la información está en la forma o el tiempo de la onda (pulsos, escalones): tiene retardo de grupo constante y no hay sobretiro, pero cae más lento, así que necesita más orden o más frecuencia de muestreo para la misma atenuación.

¿De qué orden necesito el filtro antialiasing?

Calcúlalo: la atenuación de un Butterworth es 10·log₁₀(1 + (f/fc)²ⁿ) dB a la frecuencia f con n polos, unos 6 dB por octava por polo. Usa f = fs − fa y despeja para tu meta de atenuación. Si salen más de cuatro a seis polos, normalmente es más barato subir la frecuencia de muestreo.

¿Por qué un ADC SAR necesita un filtro RC en su entrada?

Cada conversión conecta el capacitor de muestreo del ADC a la entrada y jala un golpe de carga. Un capacitor pequeño en la entrada, normalmente de al menos 20 veces la capacitancia de muestreo y de tipo C0G, entrega esa carga, y una resistencia en serie aísla al amplificador de la carga capacitiva. Juntos también limitan el ancho de banda del ruido del driver.

¿Sallen-Key o realimentación múltiple para el filtro antialiasing?

El Sallen-Key de ganancia unitaria es sencillo y su ganancia es exacta, pero su rechazo en alta frecuencia depende del amplificador operacional. La realimentación múltiple suele ser menos sensible a las tolerancias y rechaza mejor las altas frecuencias, a cambio de invertir la señal y de un diseño menos simple.

Lecturas relacionadas: la cadena de señal completa y sobremuestreo y diezmado.

Fuentes

1. Kester, W. (2008). “What the Nyquist Criterion Means to Your Sampled Data System Design.” Analog Devices, tutorial MT-002, rev. A. https://www.analog.com/media/en/training-seminars/tutorials/MT-002.pdf
2. Karki, J. (2000, rev. 2023). Active Low-Pass Filter Design. Texas Instruments, reporte de aplicación SLOA049D. https://www.ti.com/lit/pdf/sloa049
3. Thomson, W. E. (1949). “Delay Networks Having Maximally Flat Frequency Characteristics.” Proceedings of the IEE, Part III: Radio and Communication Engineering, 96(44), 487–490. https://doi.org/10.1049/pi-3.1949.0101
4. Texas Instruments. Hoja de datos del ADS7047 (SBAS819), sección “Application and Implementation”. https://www.ti.com/document-viewer/ADS7047/datasheet/application-and-implementation
5. Lee, M., y Levin, M. (2024, rev. 2025). “Anti-Alias Filter Design for a 100kHz Bandwidth Data Acquisition Signal Chain.” Texas Instruments, nota de aplicación SBAA655A. https://www.ti.com/lit/pdf/sbaa655
6. Shannon, C. E. (1949). “Communication in the Presence of Noise.” Proceedings of the IRE, 37(1), 10–21. https://doi.org/10.1109/JRPROC.1949.232969